ダイオードバイアス付きのAB級アンプへの入力結合。1つまたは2つのコンデンサ?


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入力信号をダイオードバイアスされたクラスAB(プッシュプル/相補ペア)にAC結合すると、2つの異なるアプローチが見られます。

  1. 単一のデカップリングコンデンサを備えたバイアスダイオード間に接続された信号: ダイオードバイアスを備えたクラスAB

  2. 個別のコンデンサで各トランジスタベースに直接接続された信号:2つの入力コンデンサによるダイオードバイアス

これら2つのアプローチの実際的な違いは何ですか?一方が他方よりも優れていますか?

2番目のアプローチの基本的な考え方を示す編集可能な回路を次に示します(注:値はそれほど現実的ではありません)。

概略図

この回路のシミュレーションCircuitLabを使用して作成された回路

これは、最初の回路の別のシミュレーションです(Tony Stewart提供)。

回答:


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ダイオードの目的は、トランジスタのベース間にバイアス電圧を設定することです。これにより、プッシュプルを流れる小さなアイドル電流が設定されます。これにより、クラスABで動作し、クロスオーバー歪みを低減します。ただし、熱暴走を防ぐために、ダイオードはトランジスタに熱的に結合する必要があります。また、この理由からエミッタ抵抗を使用する必要があります。

とにかく。

両方のダイオードが導通している限り、たとえばダイオードに数mAの電流が流れている限り、それらの動的インピーダンスは10〜20オームのようにかなり小さくなるため、トランジスタは低インピーダンスから駆動されます。ここで重要なのは、このバイアス電流が抵抗R1とR2によって生成されることです。

したがって、TR1が正の電源レールに近い電圧に駆動されるため、高い正の出力電圧(およびおそらく高い出力電流)が必要な場合、R1の電圧は低くなります。TR1のベース電流はR1からのみ供給されるため、これは問題です。出力電流が十分に大きい場合、TR1のベース電流はR1が提供できるすべての電流を吸い込むため、D1はオフになり、動作しなくなります。

2番目の構成は、2つの入力キャップが対象の周波数で低インピーダンスになるのに十分な大きさである場合により適切に機能します。この場合、ACベース電流は信号源からキャップを介して提供され、R1 / R2はDC動作のみを設定しますポイント。

したがって、追加のパフォーマンスが必要な場合は、2番目の構成の方が適しています。また、最大出力電流に必要なベース電流に十分な電流を流すために抵抗器を小さくする必要があるという問題を解決するため、R1 / R2の値を高くすることもできます。


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私はこの答えに同意します。ほとんどの市販のアンプでは、R1および/またはR2はカレントミラーであり、抵抗を使用する場合と比較して、グランドへのACインピーダンスが高くなっています。その場合、両方のソリューションの差は非常に小さくなるため、コンデンサを節約するためにソリューション1が最もよく見られます。コンデンサが各ダイオードと並列に配置され、ソリューション2のように動作する場合もあります。違いはあまりありません。
Bimpelrekkie、2017

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ええ、AC結合入力はできないので、DC動作点を設定するには抵抗が必要です。これはそれほど良い考えではありませんIMO、プッシュプルは開ループを実行するため、歪みが非常に高くなります。状況によってはまだ便利ですが、まあ、まあ。また、ベースの間にキャップがあると、ベースから電荷を吸引するのに役立ちます。これは、クリッピング後の相互伝導を防ぐのに非常に役立ちます。
peufeu 2017

@peufeu:ありがとう。私はこの回路を主に学習演習として構築/理解しようとしています。したがって、ダイオードは熱的に結合され、エミッター抵抗器(小さい値、はい?)、適切なサイズの個別の入力キャップ(10uF?)、各ベースのキャップ(これは、「ベース間のキャップ」とは、そうですか?)、そして最終的にはNFB(ベースを駆動するための3番目のトランジスタを追加)。他に何か?
Frosty

はい、1〜3オームのエミッタ抵抗を追加して熱暴走を防ぐことができます。
peufeu 2017

3オームは、4R負荷と不十分な減衰率でほぼ半分の電力損失を意味します
Tony Stewart Sunnyskyguy EE75

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すべてのコンポーネントの選択が出力インピーダンスの結果、ドライバーの静止電流、高調波歪み、低周波の逆起電力からの電圧に影響を与える減衰比、したがって「濁った低音」に影響を与えるため、大電流を駆動する場合は少し複雑になります。

当然のことながら、ダイオードの電力定格が小さすぎたり大きすぎたりして、熱的に整合したとしても、VbeとTjcnが同じで、VBEとTjcnが同じである場合でも、Shockleyの影響から、バイアスRによるVbeの変化によるESRが出力アイドル電流に大きく影響します。

最適なCap構成を決定するには、このアンプがユニティゲイン未満であることを理解する必要があります。では、なぜ損失があり、どこにあるのでしょうか。低電圧応答を良好にするために電圧減衰を最小限に抑えることが重要なのはなぜですか。この場合、リップル電流または負荷電流の定格であるアイドル時の電力損失と大きな出力C値が犠牲になります。

問題は、あるfでのコンデンサのインピーダンスとソースおよび入力インピーダンスを比較して、キャップがインピーダンスであるかどうかを確認することです。これら2つの選択の違いは、トランジスタとダイオードのR比設計とPd比選択の他の要因と比較してわずかであり、出力段を望ましい電流でバイアスして、本質的にソースインピーダンスである低い出力インピーダンスを実現しますベース/ hFEを駆動します。

もっと知りたいですか?

次に、さらに仕様を定義する必要があります。

含む: Pmax、Vmax、負荷最小、f最小、THD最大、最小減衰係数(通常、10は安価な設計で、100がより良い)ソースインピーダンス。

スピーカーのインピーダンスが4オームのように低いほど、熱暴走設定とPNPとNPNの間のhFEマッチングが重要になりますが、+ / 5Vを使用すると、5Wを簡単に生成できます。60オームのヘッドフォンまたはいくつかの8オームのスピーカーに0.3Wを供給できる優れた設計。小信号の代わりに1N400xダイオードを使用する1N4148はダイオード列間のポットを使用する必要がありますが、Vfの変化は低くなりますが、スピーカー負荷と目的の出力電力およびhFeのミスマッチに合わせて、ダイオード間に50または100オームのポットを追加する必要があります。(20%以内で欲しい)

tinyurl.com/y9pdw3uvは、私の最新のシミュレーションにおけるこれの例です。スピーカーのRMS電力に注意してください。各電源からのR値とRMS電力を変更できます(-ve)。効率は最高で30%、両方の電源で60%です。ポットが各信号とDC最小電流にどのように影響するかに注意してください。これにより、出力に非常に優れた減衰係数とDC応答が得られます。ソースが0Vdcの場合、入力をDC結合できます。

  • 一致しない場合、不明なhFEパワートランジスタが問題を引き起こす可能性があります。
    • これらのS8050 / S8550はhFEにグレードされています。接尾辞に注意してください。

答えてくれてありがとう。この演習では、Pmax:200mW、Lmin:4R、fmin:20Hz、THDmax:.1%、DFmin:20をターゲットにしています。Pmax / Lminは厳しい要件です。他のものはより「希望」のようなものであり、私はより少ない/より悪いパフォーマンスを許容することができました。私の現在の候補トランジスタはS9014 / S9015ですが、さらに電力が必要な場合はS9012 / S9013またはS8050 / S8550も持っています。
Frosty

さて、driver(ソース)インピーダンス、Vpp出力、f min?できれば、+ /-電源付きのDCカップルを強くお勧めします。それ以外の場合、Cは4R負荷と30Hzで巨大になります
。100Hzに近い

Zs =不明、V +、V-不明、ZL max = ?? 60R?35HzでCout = 470uFを使用すると、出力の半分が失われます。
Tony Stewart Sunnyskyguy EE75 '15

前のステージのZout 5-10R。Vppは最大6Vですが、ゲインを下げることができます。fminは20Hz以上だと思います。単一電源@ 12V。よりインピーダンスの高いドライバー(24Rまたは32R)を購入できますが、4Rが手元にありました。
Frosty

20 Hzの場合、4Rに10mFの出力キャップが必要です!! R1、R2
330〜560の
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