降圧コンバータのルーティングに関する考慮事項

次の要件を備えた調整可能な出力バックコンバーターを構築したいと考えています。

• 出力1.25-15V
• 入力20-24V
• 最大電流5A（制限付き）
• 最大出力リップル100mV（好ましいがそれほど重要ではない）
• 50x50mmのPCBエリア

LM5085 IC：データシートを使用すると、機能するデザインがあると思います。私が選択した設計は、データシートのpg1にある「一般的なアプリケーション」の回路図であり、センス抵抗が追加 されています。データシート全体の方程式に従うだけで、コンポーネントの値の選択にはかなり自信があります（注：$C_{OUT1}$ そして $C_{OUT2}$ コンデンサパッケージの制約が異なる将来のプロジェクトのニーズに対応するため、値は表示されていません。

注：質問の範囲ではなかったため、コンポーネント値の計算は含めていませんが、値は回路図で確認できます。何らかの理由でそれらが必要な場合は、すべての作業内容を編集できます。

私の最初の質問は $R_{adj}$、データシートのpg18-19の設計例に示されているように、電流制限コンパレータのオフセットとADJピンのシンク許容誤差により、実際の電流制限値がかなり大きな範囲になる場合があります。私が去った場合、何か問題はありますか$R_{adj1}$ 開回路として、〜6Aを引き出す出力負荷を取り付け、次にトリムポットの値を調整します $R_{adj2}$ 電流が5Aに制限されるまで？

私の残りの質問は、ボードのレイアウトについてです。これは私の最初のより高い周波数とより大きな電流を備えたPCBなので、多くのことを学ぶことが期待されます。pg23のレイアウト例、このガイド、および高周波、高電流でのルーティング、およびインダクタの周りのルーティングに関して投稿された他の質問を使用して、私は次のように理解しています。

1. loop1を最小化する必要があります： $D_1->L_1->C_{out}->D_1$
2. loop2を最小化する必要があります： $C_{in}->R_{sns}->Q_1->L_1->C_{out}->C_{in}$
3. からの接続 $R_{sns}$ ISENピンへの接続はケルビン接続である必要があります
4. 誘導ノイズ/電流を最小限に抑えるために、可能な限りインダクタの下で実行されるすべてのトレースと注入を避けてください
5. 高電流のトレースは厚く短くなければなりません
6. フィードバックトレースをインダクターや他のノイズの多いトレースから離してください
7. スイッチング信号が大きい場合は、可能な限りビアを使用しないでください

これらすべてを念頭に置いて、私の最初の試みを以下に示します。最大スイッチング周波数（で発生することは注目に値します$V_{out}=max$）は約420kHzです。参考までに、トレースの厚さは次のとおりです。N$ 6は1.68mm（十分なスペースがあるため、厚くされる可能性があります）、出力端子J4に向かうVOUTは3mm、小信号トレースは0.254mmです。オンラインのトレース幅計算機を使用すると、1.68mmトレースで約23Cの温度上昇が得られます。

これは最新のデザインではなく、ストーリーテリングのためにここに残されています。編集を参照してください。 ループのサイズを表示します。

私の主な懸念は次のとおりです。

• これらのトレースの厚さは正しい球場にありますか？
• 私はできる限りループを最小限に抑えましたが、それが悪い仕事である場合は知らせてください
• LM 5085の下の2つのビアは、入力端子J3を最上層のGNDプールに接続するために必要です。これを回避する唯一の方法は、代わりにFBトレースのビア（CFFからLM5085まで）を使用して、J3から最上位のグラウンドプレーンまで最上位のトレースを走らせることです。私は、現在のレイアウトにFBトレースが前述のレイアウトガイドの図7-C、離れてノイズから維持することが必要であることを必要としているためということを選んだしていないここでは、しかし、ビアのメイク使用はので、多分、これは可能性があるのでしょうか？ここで私の優先事項は何ですか？1つの層でFBを直接接続するか、ビアなしでグランドを入力端子に接続しますか？
• ゲート信号には、グラウンドプレーンが入力コンデンサとダイオードに到達できるようにする2つのビアも含まれています。代わりに、それを最上層のトレースとして使用し、ビアを使用してコンデンサを最下層のGNDポアに接続することもできます。ここでのパフォーマンスの悪化は何ですか？入力キャップをvia / s経由でGNDに接続するか、420kHzで動作する信号に2つのビアがあるか？
• 他に見落としたことや改善できることはありますか？

私はこれが長文の読みであったことを知っているので、どんな助けや提案もありがとうございました。

編集1

リンクされた評価ボードレイアウトを確認した後、必要な調整のみを行ってボードをやり直しました。 元の回路図は新しい設定に更新され、「リップルレベルの低減」構成を使用しています。

コンポーネントの変更：

• $C_{out}$ 今セラミックです
• インダクタはSMDになり、パッケージサイズが小さくなりました
• 廃止されたトリムポット（$R_{FB1}$）
• の値 $C_{in}$ 変更、バイパスキャップを含む
• Q1をto220パッケージに変更してヒートシンクを改善（D1と共有）

アドレッシング@Ali陳再：「何1.25Vのために設計の目的であることは15V出力用よりも全く異なる最適ながあるでしょう？」

目的は、ベンチトップ電源と同様に動作できるSMPSを構築することですが、より大きなプロジェクトに含めることができます。最適なコンポーネント値のセットは出力ごとに異なることは間違いありませんが、私の目的ではプロジェクトが機能し、最大効率/最小出力リップルなどを取得することは私の優先事項ではありません。

コンポーネントの値についての私の考えは（これが間違っている場合は訂正してください）、1.25-15Vの出力範囲でキー数値を与えるためにExcelを使用することでした（$V_{o(ripp)}, V_{FB(ripp)}, I_{L(ripp)}$ など）次に、これらを規制当局の要件（例： $V_{FB(ripp)} > 25mV$）すべての出力で機能するコンポーネント値を見つける。

私はこの新しいデザインに関するフィードバックを歓迎します。私の新しい懸念は次のとおりです。

• ケルビン接続はありますか $R_{sns}$ 受け入れられる？
• サーマルvsサーマルなし？評価ボードのレイアウトはサーマルを使用していません。ほとんどの接続で使用しています。パッドに入るすべてのトレースの組み合わせが電流を処理できる限り、これは問題ありませんか？
• 他に何か考えはありますか？

編集2

@winnyのアドバイスを受けて、D1とQ1を背中合わせにマウントすることで、レイアウトのサイズを小さくしました。また、CinをQ1に近づけるよう提案されたので、これを試しました。Cin1は、評価ボードのレイアウトによって管理される電解の元の位置です。Cin4はそれを近づけようとする私の試みですが、これはより良い位置ですか？または、その接地端子がループから離れすぎているのですか？ 最後に、最大420kHzの周波数でエレクトロを使用することの有効性が疑問視されました。このボードの出力は1.25〜15Vであり、その周波数は実際には40〜420kHzの範囲になるため、低出力でのリップルの低減に役立つと期待しています。（周波数範囲を20〜200kHzに調整することも検討してください）

あなたの質問は非常にあいまいです。おそらくだれもそれに答えていないのはこのためです。

だから、私はあなたがあなたの質問が多かれ少なかれこれら二つの特定の質問であることを意図していると思います：

1.機能しますか？

いいえ、レイアウトとは無関係の理由で機能しません。

あなたは「調整可能」を「可変/可変」を意味するものと誤解するという理解できる一般的な罠に陥っています。調整可能な出力レギュレータは、固定出力電圧の代わりに、調整する固定出力電圧を調整できることを意味します。さまざまな出力電圧アプリケーションで、それがうまく機能する、またはまったく機能するという意味合いはまったくありません。もちろん、変動するとは、安定化出力電圧が動作中に変動することを意味します。すべての調整可能な手段は、固定出力を調整できることです。動作中はまだ固定されています。これが、データシートのすべての例と評価ボードの出力が固定されている理由です。

現在、「調整可能」という用語は、さまざまな出力アプリケーションで使用できないことを意味していません。ただし、部品が調整可能である場合、動作中に出力を変更できると考える理由はないこと、または部品がそうするように設計または設計されていることを理解することが重要です。パーツごとに判断する必要があります。

一定のオンタイム（COT）ヒステリシスコントローラーを選択しましたが、これはさまざまな出力に適していますが、このパーツはそれを考慮して設計されていません。COTコントローラーは、フィードバックパスのノイズに非常に敏感です。通常、可変出力用に設計されたCOTには、フィードバックパスに直接接続されない専用の制御ピンがあり、この感度の多くを軽減します（具体的な手段はデバイスによって異なります）。LM5085にはそのようなピンはありません。

これは問題になります。COTコントローラーは、確実に、ワイパーの表面に到達した指のデトリタスや猫の残骸（または何でも）によって、カーボンに沿って文字通りにノイズの多いカーボンワイパーを文字通り削り取ることを許容しません。ヒステリシスコントローラーは、本質的にはコンパレーターオシレーターであり、非常に高いゲインになり、より一般的な電流モードエラーアンプには記録されないノイズの影響を受けます。それはおそらく、操作中に調整されることなく、そこに座っているだけのポテンショメータにも耐えられないでしょう。容量性または吸収性（アンテナのように）がスイッチノードに結合しないほど遠くに配置すると、トレースがとにかく長すぎて、優れた自己EMIピックアップアンテナとして機能します。

このコントローラーの出力を変化させたい場合は、ノイズのある電気機械的要素（可動部品は不可）やフィードバックパスの実際の抵抗を変化させずに行う必要があります。おそらく電流出力DACで、電流注入を使用する必要があります。はい、それは難しい注文です。いいえ、それを回避する方法はありません。それか、より伝統的な電流モードPWMコントローラーを選択しました。

電流の注入はCOTに固有のものではありませんが、リニア、PWM、ヒステリシスなどにより、コントローラの出力電圧を変化させる非常に効果的で信頼性が高く、低ノイズの方法として使用できます。これはかなり一般的です。

そして、これは実際には陽気な馬鹿げた運であり、実際に私があなたの正確な部分で説明したことを正確に行うことを実証するTIブログ投稿があります！わーい！

2番目の質問：

2.降圧型コンバータをレイアウトするとき、どのガイドラインに従う必要がありますか？

ですから、あなたはほとんど間違った事を心配するか、あまり重要ではない事について多くを心配し、何をする事についてほとんど心配していません。

まず、簡単なメモ：

1. 5Aは実際には高電流ではなく、出力電流は実際に回路で発生する電流についてそれほど多くを示しているわけではありません。降圧コンバータでは、一般的に特定の領域で何倍もの出力電流が発生します。

2. あなたのボードの何も高周波/高周波ではありません。レイアウトのコンテキストでは、高周波は数百メガヘルツ以上で始まります。キロヘルツ単位で測定されたものは、高周波数の2桁もありません。

3. あなたは、dV / dTによって引き起こされるリンギングとスイッチング周波数を混乱させていると思います。スイッチャー向けのさまざまなレイアウトアプリノートが高周波について語る場合、これはスイッチング周波数とは関係ありません。実際、400KHzの同じコンバーターは、40KHzの場合と同じ周波数でリンギングします。

話題になっている高周波EMI /ノイズは、スイッチ（場合によってはMOSFETとダイオード）の立ち上がり時間dV / dTと、スイッチノードに含まれる寄生インダクタンスと容量に依存します。すべてからすべてへの寄生容量があり（間に誘電体/絶縁体がある場合）、導電性のものもインダクターであることに注意してください。コンデンサーまたはインダクターを直列、並列、または単純にお互いを見ていると、何が得られますか？はい、LC共振タンクを取得します。通常、寄生容量は小さすぎて問題にはなりませんが、MOSFETの入力容量と、インダクターの1つのリード線に接続するスイッチノードにMOSFETを介して数十アンペアを直接ダンプする入力コンデンサー...それら間違いなく重要です。そして彼らは'

ほとんどの場合、そのようなベルを鳴らすには非常に速いストライクが必要なため、気付かれることはありません。残念ながら、私たちのMOSFETは、このベルを鳴らしてリンギングを引き起こすのに非常に理想的です。立ち上がり時間が速いほど、音が大きく、周波数が高くなります。1秒あたり40,000回、または1秒あたり400,000回オンにすることもできますが、1秒あたりのスイッチを何回切り替えても、毎回同じように速く、きついオンになります。これは私があなたのスイッチング周波数が関連していないという意味です。

降圧コンバーターの主な関心事は、出力ではなく入力です。何よりも、入力コンデンサをハイサイドスイッチとローサイドスイッチのできるだけ近くに配置する必要があります。 これがスイッチングノードです。鳴るもの。そして可能な限り近い手段ことです。 1ナノヘンリーは意味のある違いを生みます。はい、1ナノヘンリー。すべてのミリメートルが重要です。

また、出力コンデンサのグラウンドを、入力コンデンサのグラウンドに管理できる限り近くしたいとします。しかし、これは二次的なものであり、入力コンデンサとスイッチの近接性を犠牲にすることなく最適化するためのものです。降圧コンバーターは、リップル電流の1サイクルを構成するより遅い誘導電流ランプに先行する、入力での大量の短い短時間の電流を吸い込むことによって動作します。

したがって、もちろん、これらのTO-220パーツを使用する必要があります。そのリード線とボンドワイヤーはおそらく5ナノヘンリーだけを追加します！何百ものピコヘンリーで測定されたドレイン/ソースインダクタンスを備えた優れた表面実装パッケージが必要です。それがそれらのリードの上にどれくらい高くて遠くにあるかで高層ビルであるかもしれないいくつかのかさばるTO-220ではありません。ミリ単位が無駄になりました。

ああ、そして重要な唯一のコンデンサはあなたのセラミックです。電解液はESLが多すぎます。100KHz、または高周波タイプを使用する場合は150KHzで完全に抵抗性があり、周波数が十分に低くてもリップル電流のみをフィルタリングできます。そのMOSFETがどれほど速くて難しいか覚えていますか？電解は、スイッチが要求するナノ秒の立ち上がり時間で完全に電荷を放出することができません。彼らのインダクタンスはそれを防ぎます、それで彼らは彼らのプレートから最初の充電ペアを解放していませんが、そのスイッチはあなたの電圧を垂下し（容量性バッファーは反応することができません）、そしてあなたのスイッチングリップルはすべてをそれらが電力を供給しているものに戻しますDC / DCコンバータ。低周波数では、これらの高周波高調波が存在し、電解を効果的に減衰せずにそのまま通過します。

電解は、低周波数降下を滑らかにし、大きなデカップリングを提供しますが、プライマリスイッチングループの近くでは役に立たないため、低周波数でも、スイッチングノードに最も近いセラミックコンデンサを前に配置する必要があります。

セラミックは、（少なくともスイッチャーからの）心配する必要があるノイズに関する限り、静電容量を持つ唯一のものです。

さて、これらのことは必ずしも回路が機能するのを妨げるものではありません。これは完全なガイドでも詳細なガイドでもありませんが、あいまいな質問に答えているので、あいまいな答えしか出せません。うまくいけば、少なくとも何が起こっているかをよりよく理解でき、学習を続けるための良い出発点として役立つはずです。

私は後でこの質問を編集してより包括的なリストを追加するかもしれませんが、とりあえず寝る必要があります。ごめんなさい！