センサーインターフェイス用のシンプルなアダプティブアンプオプション

関連：可変条件でのノイズの多いセンサー用の高分解能ADC

私は、環境条件に応じて抵抗範囲が異なる可能性がある抵抗テキスタイルベースのセンサーを使用してインターフェイスを構築しています。私のA / Dコンバーターを最大限に活用するために、センサーの信頼性の低いパフォーマンスを補償するのに役立つアダプティブアンプの使用を検討したいと思います。

ここに私のオプションは何ですか？それとも、このトピックに関するいくつかの参照を私に指摘できますか？

役に立つ2つの一般的なスキームを考えることができます。

1. 指定された分析ウィンドウで最小値と最大値を見つけることによる自動キャリブレーション（〜30s-2min）
2. トグルからトレーニングへのインターフェースを使用した明示的なキャリブレーション
3. ...考えていない代替スキームはありますか？

いくつかの制約

• 可能であれば、1チップソリューション（小さい）にする必要があります（静電容量センシングチップなど）
• 設定と使用が簡単である必要があります（私はエンジニアではなく、支払いも受けていません）
• おそらく近くにマイクロコントローラーがあるでしょう

さらに良いのは、ホイートストンブリッジ/分圧器、ローパスフィルター、およびアンプを備えたオールインワンのチップです。

特定のセットアップの詳細

• A / Dコンバーターは、Atmelチップに組み込まれているコンバーター（ATtiny85またはATmega32u4の可能性があります）またはXBeeシリーズ2無線に組み込まれているコンバーターです。これまでに専用のA / Dチップを使用したことがありません。それを実行するメリットがあるかどうかはわかりません。
• センサーは、Eeonyxのポリマーをドープした導電性ライクラです。抵抗は30％ストレッチで約1桁変化します。
• すべてがパフォーマーの手に取り付けられるため、小さくて物理的に堅牢でなければなりません。ワイヤレスになる可能性は十分あります。
• 精度は重要です。インターフェイスは、リアルタイムオーディオエフェクトを連続的に変化させるために使用されます。つまり、スイッチではありません。

基本的な考え方は次のとおりです。

V1はフィルターされたPWM出力で、R2はセンサーです。U1は電圧電流変換器で、負荷R1を流れる電流はI = V1 / R2です。つまり、R1の両端の電圧は両方の入力に依存します。U2とU3は、ゲイン10の計装用アンプで、R1両端の電圧を増幅します。

R1 = 100オームとV1 = 0..5Vの場合、回路はR2 = 50..5000で動作します。たとえば、2桁の大きさで、これで十分です。

あなたがすることはそれを取り出してそれを基準電圧と比較し（最大ダイナミックレンジのために4Vがここで適切であろう）、V1の逐次近似を使用して基準電圧に可能な限り近づけることです。V1とR1の既知の電圧降下（たとえば、基準電圧）から、センサーであるR2の値を計算できます。もちろん、これによりPWMの解像度内でのみ結果が得られますが、2番目の計装用アンプを使用してエラー（出力電圧と基準電圧の差）を増幅し、マイクロコントローラーのADCの範囲内に収まるようにすると、追加のビットが得られます解像度の。

2つのオペアンプ（U1とコンパレータ）と2つの計装アンプが必要です。オペアンプから作成するのではなく、実際のものを使用してください。抵抗とオペアンプの不正確さによりエラーが発生するためです。

2桁では不十分な場合は、R1をデジタルポテンショメータに置き換えると、さらに自由度が増します。私は一度も作業したことがないので、それらがどれほど正確か、そしてそのような解決策が何らかの校正を必要とするかどうかはわかりません。

また、このアイデアを思いついたのはjpcでした。

更新：

OK、これは彼の質問への答えではありません（技術的には問題を解決しますが）OPに同意する必要があります。タイトルにある「アダプティブアンプ」にアナログデザインをする口実としてはまってしまいました。オペアンプについて何か（少し）を学びたいのでない限り、上記のすべてを忘れてください。これが私が望む、より良い答えとはるかに簡単な解決策です：

（他の回路のノイズから分離するために）電圧レギュレータから給電される抵抗分割器を使用し、上部抵抗をセンサーが持つことができるおよその最大抵抗（Rmax）に設定し、下部抵抗をセンサーにします。

ADCの基準電圧を電圧レギュレータの出力の半分に設定します。

次に、ADCでセンサーの電圧をサンプリングします。この方法では、センサーごとに1つのシングルエンドチャネルのみが必要です。他の投稿でADCの推奨を行いました。

あなたが言及したマイクロコントローラに統合されている10ビットADCを使用する場合、ダイナミックレンジはあまり得られません。最初に投稿したようなアナログ回路を使用して範囲を拡張すると、追加の部品が多くなりすぎます。そのため、他の投稿で推奨したADS1256のように、24ビットADCを使用することをお勧めします。シングルチップでの低ノイズと高ダイナミックレンジ（さらに、小さいリファレンスと、小さい場合もある電圧レギュレータ）-レギュレータを省いて、リファレンスから直接抵抗分割器に電力を供給することもできます-これは1ビットの解像度を奪いますが、とにかくたくさんあります）。いくつかの数値計算を行う必要があります（「指定された分析ウィンドウで最小値と最大値を見つけることによる自動キャリブレーション」-良いアイデアです）、

これがもう少し役立つことを願っています。

更新2：

これが最後の1つです。TIからMSP430マイクロコントローラを使用していて、それらの一部には内部リファレンス付きの16ビットシグマデルタADCがあることがわかりました。つまり、MSP430F2003およびMSP430F20013です。もしあなたがAtmelsをあきらめる気があるなら、それはあなたのワンチップソリューションでしょう。非常に低い電力。また、24個のADCを備えたマイクロコントローラーが待ち行列に入っていますが、これらはまだ生産されていません。参考として、サイプレスのPSoCマイクロコントローラーもあり、これには20ビットのシグマデルタADC（PSoC 3およびPSoC 5シリーズ）も搭載されています。これらはさらに良いでしょう。

センサー抵抗の変化が大きい場合（> 50％）、（より複雑な）ホイートストンブリッジの代わりに分圧回路を使用できます。その後、電源電圧を変化させることにより、ダイナミックレンジを簡単に改善できます。

調整可能な電源電圧は、RCフィルターと電圧制御電流源とともに、マイクロコントローラーのPWMから簡単に作成できます。

これが私のアイデアの概略図です：

（Tony R. KuphaldtによるSocratic Electronicsより）

次に、フィルタリングされたPWM電圧をオペアンプの非反転（+）入力に接続します。

高速多重化の場合、このような2つのソースを作成できます。すべての偶数センサーを1つに接続し、すべて奇数を他のセンサーに接続すると、ADCがまだサンプリングしている間に次のセンサーの電圧を変更できます。

ADCには高精度電圧リファレンスを使用する必要があります。ソフトウェアで移動平均フィルターを使用して、1ビットまたは2ビットを取得することもできます。

PS。Jaroslav Cmunt氏がこの回答を大幅に改善してくれたことに感謝します。

このサイトを読みましたか？

Eeonyxファブリックを使用したものを含め、ウェアラブルエレクトロニクスの例はたくさんあります。このサイトには、センシング回路の例（ardunioとxbee）があります。

ホイートストンブリッジを構築するために多くのコンポーネントを必要とせず、8つのセンサーに多重化された1つのセンシング回路を使用すると、各入力で1秒あたり100サンプル以上を非常に簡単に取得できます。ブリッジを作成するには、ファブリックPCB（上記のサイトをもう一度確認してください）を使用します。または、センサーワイヤーを手袋に通して、すべてのセンシング電子機器をベルトマウントパックに入れます。私が見たほとんどのファブリック「センサー」は、比較的高い抵抗を持っています。ベルトユニットと手袋の間のワイヤーから得ることができる0.1オームは重要ではありません。

各グローブに温度センサーを取り付け、環境の変化に適応する必要がある場合は、その結果を使用してソフトウェアで修正を行います。使用する前に手袋を調整する必要があるかもしれませんが、通訳の知能によっては必要ないかもしれません。

Xbeeモジュールがコンピューターに送信し、キャリブレーション機能をコンピューターに組み込んでいると思います。実際には、コンピューターで温度補正など、できる限り多くの処理を実行します。

ニューラルネットワークを使用してセンサー入力をアクションに変換する場合、ボーナスポイントが発生します。これにより、トレーニングが容易になり、さまざまな人々の手の動きに適応します。